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序

運輸行業(yè)的全球電氣化要求開發(fā)高效且經(jīng)濟的電氣化電力系統(tǒng)解決方案。800 V在牽引系統(tǒng)中的應(yīng)用實現(xiàn)了快速充電的優(yōu)勢，可以減少導線的截面積以減輕重量和降低成本。

由于電池仍然是電驅(qū)動系統(tǒng)中最重要的成本組成部分，因此以最高效的方式使用電池提供的能量非常重要，電能向機械能的轉(zhuǎn)換效率，即電驅(qū)動系統(tǒng)的效率也極其重要。為了提高效率，必須降低功率損耗:①逆變器的功率損耗必須保持在較低水平，②同時必須降低電機的諧波損耗。碳化硅(SiC)技術(shù)的應(yīng)用為800 V系統(tǒng)實現(xiàn)這兩個目標提供了可能。

眾所周知，SiC功率器件比Si效率更高，因為輕載導通損耗和開關(guān)損耗都很低。SiC技術(shù)可以實現(xiàn)高開關(guān)頻率，從而通過減少諧波損耗來提高電機的效率。結(jié)合SiC材料的特性、效率優(yōu)化的模塊設(shè)計和改進的控制技術(shù)，形成了由逆變器和電機組成的高效牽引系統(tǒng)。對于優(yōu)化后的系統(tǒng)，在WLTP循環(huán)中驅(qū)動系統(tǒng)的效率可提高48%。

1.提高了電驅(qū)動系統(tǒng)的效率。

純電動汽車(BEV)的成功取決于兩個主要方面。購車成本和客戶可用性。BEV的電池壽命仍然是客戶可用性的最重要的特征之一。

電池壽命定義了每次電池充電的最大行駛距離和長距離行駛的充電時間。這兩個標準都受到牽引系統(tǒng)電壓水平的影響。800 V的高系統(tǒng)電壓，而不是一般的400 V電壓，可以讓電池快速充電(高功率充電，超快速充電)，電纜截面不變。

目前，IGBT被用作逆變器中的開關(guān)元件，這在800 V電壓下表現(xiàn)出效率上的劣勢，因為IGBT的開關(guān)損耗太大。要高效使用高壓，需要高效開關(guān)技術(shù)，請參考圖1。

SiC-MOSFET的應(yīng)用可以滿足高電壓平臺下高開關(guān)頻率和高壓擺率(dv/dt)的高效率優(yōu)勢。高開關(guān)頻率降低了電機的諧波損耗。因此，碳化硅是高系統(tǒng)電壓的關(guān)鍵技術(shù)。

WLTP系統(tǒng)級(800 V Si系統(tǒng)與800 V SiC系統(tǒng)相比)的效率可以提高4%到8%，如果可以找到電機和逆變器向開關(guān)頻率相反方向移動的兩條損耗曲線之間的最佳平衡。效率描述了存儲在電池中的能量與用于產(chǎn)生牽引力的能量的比率。

因此，高效率可以在電池容量不變的情況下實現(xiàn)長里程，或者在電池容量減少的情況下保持里程不變。因此，提高效率是優(yōu)化BEV成本的最大措施。SiC技術(shù)的應(yīng)用帶來了系統(tǒng)成本的優(yōu)勢，因為它們可以節(jié)省更多的電池。

Vitesco Technologies正在開發(fā)模塊化逆變器概念，用于從400 V過渡到800 V。開發(fā)的技術(shù)平臺基于高度集成的電氣驅(qū)動系統(tǒng)EMR4(第四代)。EMR4電驅(qū)動橋是EMR3的進一步發(fā)展，目前國內(nèi)已經(jīng)量產(chǎn)。EMR3已經(jīng)集成到歐洲和亞洲的許多原始設(shè)備制造商的車輛中。

EMR4的電子電氣控制器(逆變器)基于第四代電子電氣控制器平臺(EPF4.0)。Vitesco Technologies可以利用其在逆變器技術(shù)開發(fā)方面的豐富和長期經(jīng)驗，實現(xiàn)具有低雜散電感和優(yōu)化dv/dt的技術(shù)。EPF 4.0的擴展將實現(xiàn)用SiC MOSFET開發(fā)用于800 V牽引系統(tǒng)的高效電力電子控制器。

2.開關(guān)頻率和電壓壓擺率(dv/dt)對系統(tǒng)電平的影響

在電機運行期間，逆變器將電池提供的DC電壓轉(zhuǎn)換為快速脈沖電壓。脈沖電壓會產(chǎn)生諧波交流電。交流電產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)電磁場，隨后是轉(zhuǎn)子。這樣脈沖電信號逐漸接近均勻正弦波(40 kHz及以上)的最優(yōu)值，高頻損耗降低。電流頻譜變得“干凈”，從而減少了發(fā)熱形式的諧波損耗。

圖2顯示了損耗開關(guān)頻率之間的關(guān)系，其中:

電機總損耗–pl，em，總損耗

總逆變器損耗–pl、PE、總損耗

–在牽引系統(tǒng)的某個工作點。

電機損耗曲線為綠色，紅色為電氣和電子損耗。

特性曲線描述了各參數(shù)開關(guān)頻率的理論相關(guān)性:隨著開關(guān)頻率的增加，電機的諧波損耗Ph，total逐漸減小，因此電機總損耗PL，EM，total逐漸收斂到純正弦電流波形PL，total(水平虛線)產(chǎn)生的鐵損值。所示圖表是電機高分辨率有限元模擬的結(jié)果。由于仿真的仿真步長為5us，因此標記灰度頻率區(qū)域中的頻率相關(guān)功率損耗的準確度低于20kHz之前的準確度。

總逆變器損耗PL、PE、Total由傳導損耗PL、cond和開關(guān)損耗PL、SW組成，開關(guān)損耗隨開關(guān)頻率線性增加。同時，半導體的傳導損耗受開關(guān)頻率的影響。因此，逆變器的總損耗預計會隨著開關(guān)頻率的增加而線性增加，與開關(guān)損耗的增加相同，如圖2所示。

以上分析基于800 V系統(tǒng)，逆變器采用SiC MOSFET。特征在圖2中，SiC技術(shù)在逆變器功率模塊中的關(guān)鍵作用被示出，作為實現(xiàn)最高系統(tǒng)效率的關(guān)鍵因素。圖2進一步顯示，系統(tǒng)級的最佳開關(guān)頻率必須定義為提高效率的影響因素(平衡點)。

與Si逆變器相比，SiC逆變器技術(shù)的全部潛力是基于開關(guān)頻率和壓擺率高10倍的可能性。圖3顯示了電壓壓擺率(dv/dt)對逆變器損耗的影響。

采用SiC MOSFET的高效800 V牽引系統(tǒng)的當前開發(fā)已經(jīng)研究了如何在額外干擾的情況下利用SiC技術(shù)的潛力(參見第3章和第4章)。為了充分發(fā)揮SiC技術(shù)的潛力，必須考慮系統(tǒng)在高開關(guān)頻率和高壓擺率下的電磁兼容性(EMC)和噪聲振動(NVH)。如圖2所示，尤其是較低的開關(guān)頻率對NVH有重要影響。EMC相反，更高的開關(guān)頻率和壓擺率會導致更多的干擾。

3.對逆變器的影響

當今最先進的400 V硅IGBT逆變器的開關(guān)頻率為8至10 kHz。電壓壓擺率通常高達5kv/S..圖4顯示了單逆變器系統(tǒng)(Si/SiC)的差異以及相同輸出功率下的損耗。累計總功率損耗分為開關(guān)損耗和傳導損耗。

傳統(tǒng)Si工藝和SiC工藝在800 V時的總功耗有顯著差異，該圖證實了800 V電壓只能用于SiC半導體。

評價逆變器的決定性因素是驅(qū)動系統(tǒng)在WLTP循環(huán)下的效率。圖5顯示了WLTP中逆變器對系統(tǒng)效率的影響。條形圖的黃色部分顯示了800 V SiC相對于800 V Si解決方案的優(yōu)勢——盡管兩種情況下僅采用10 kHz開關(guān)頻率和5 kV/ s壓擺率。配備有SiC半導體逆變器可以在高頻率和轉(zhuǎn)換速率(典型值:開關(guān)頻率:10...40 kHz，dv/dt: 5...50千伏/美國)。圖5左側(cè)第二列顯示了在800 V系統(tǒng)中使用硅逆變器時損耗的變化。

圖1-5所示的SiC技術(shù)在不同方面的更高效率是基于材料基體中硅中嵌入的碳原子的高載流子遷移率。

由于低導通電阻，SiC半導體中的熱損失非常低。這允許更高的開關(guān)頻率、緊湊的封裝空，并降低功率模塊的冷卻能力要求。所以SiC半導體需要比Si半導體更小的封裝空，可以達到更高的功率密度。

3.1高導電性的優(yōu)點

在當今的汽車牽引逆變器(400 V系統(tǒng)電壓電平和開關(guān)頻率高達10 kHz)中，低損耗硅IGBT與一個并聯(lián)二極管相連(自由運行分別流回電池)。當反向電壓(反電動勢)在650…750之間時，IGBT需要復雜的控制，但由于其在額定電壓下的高效率，它像一個“完美的開關(guān)”一樣工作。Mosfet(金屬氧化物半導體場效應(yīng)晶體管:簡單來說:壓控電阻)更容易控制。在硅基半導體材料的基礎(chǔ)上，Mosfet在開關(guān)期間具有比硅IGBT更高的電阻(r)(漏極/源極上的= RDSon)。

在400 V時，硅MOSFET的較高功耗不再適用，但在800 V時，它們被排除在選項之外(見圖5)。硅MOSFET的反向耐壓越高，其RDSon越高。在600v的電壓水平以上，該特性對整體效率有很大影響。此外，還必須考慮更高電壓下增加的冷卻成本。

在4H襯底(具有極高載流子遷移率的四元矩陣)中使用SiC技術(shù)的Mosfet在開關(guān)過程中顯示出比使用Si技術(shù)更高的效率。低RDSon的優(yōu)勢是SiC MOSFET半導體應(yīng)用于800 V逆變器的主要原因。

寬帶隙、低表面電阻上的高擊穿電壓和高壓擺率下的高開關(guān)電壓是SiC的材料優(yōu)勢。由于RDSon較低，開關(guān)損耗也較低，因此可以應(yīng)用更高的開關(guān)頻率，如圖6所示。尤其在輕載下，低導通損耗對工作效率意義重大。

考慮到所有的約束，比如功率模塊的連接接口，SiC技術(shù)可能會使功率模塊的體積減小25…50%。SiC的熱導率高于Si，這使得可以更好地傳導熱量損失。同時，SiC半導體可以在更高的溫度下工作。所有這些都提供了逆變器設(shè)計所需的高功率密度條件。

綜合分析表明，SiC可以提高逆變器的效率，降低開關(guān)損耗、封裝體積、冷卻能力、工作溫度和功率模塊的重量。

與400V Si逆變器相比，400V SiC逆變器可以設(shè)計得更緊湊。800V SiC逆變器需要更大的體積，因為爬電距離和電氣間隙要求更高。

原則上，SiC技術(shù)的優(yōu)勢也可以與400V系統(tǒng)結(jié)合，但效率優(yōu)勢只能在逆變器中實現(xiàn)。額外的優(yōu)勢，如超高速充電，需要更高的電壓。為了研究SiC的優(yōu)勢，對400V SiC逆變器樣機進行了整車試驗。目前，采用SiC技術(shù)的800V逆變器正處于測試階段。

3.2 SiC壓擺率(dv/dt)的優(yōu)勢

如圖7所示，在SiC半導體中，可以通過增加轉(zhuǎn)換速率dv/dt來降低開關(guān)損耗。與硅相比，這種技術(shù)具有更大的潛力，因為更高的換向頻率和換向電路中可調(diào)的雜散電感降低了功率損耗。有必要優(yōu)化柵源電路中的雜散電感。因為換流電路中極低雜散電感的實現(xiàn)成本比較高，所以在系統(tǒng)級定義平衡dv/dt是優(yōu)化的一部分。

模擬特定dv/dt下的雜散電感。結(jié)合開關(guān)頻率的增加，可以模擬WLTP周期的總功率損耗。在5 … 20kV/s的壓擺率范圍內(nèi)，雜散電感處于較低水平，WLTP損耗明顯。

3.3電磁兼容性

眾所周知，高頻開關(guān)過程會造成電磁干擾。為了將碳化硅Mosfet應(yīng)用于牽引逆變器，需要研究高開關(guān)頻率和壓擺率與高屏蔽和濾波效果之間的權(quán)衡。圖8顯示了典型測量中開關(guān)倍頻(10 kHz至20 kHz)對干擾頻率和強度的影響。在20kHz時，干擾強度增加約6dB。僅僅提高開關(guān)頻率并不能得到最優(yōu)解。有必要研究SiC的最優(yōu)控制參數(shù)，在系統(tǒng)具有良好電磁兼容性的條件下，使可接受的開關(guān)損耗在可能的開關(guān)頻率下最優(yōu)增加。

4.電機設(shè)計

用于800V應(yīng)用的集成高效電驅(qū)動的開發(fā)基于大規(guī)模生產(chǎn)的EMR4電機系統(tǒng)。EMR4將比EMR3具有更大的可擴展性和更多可能的子組件組合(作為800V逆變器選項)。此外，互連設(shè)計將更加標準化，互連的可擴展性將得到提高。特別是在低功耗應(yīng)用中，組裝時間空會減少。與EMR4設(shè)計相比，通過改變互連設(shè)計，800V電機的線圈數(shù)量增加了一倍。

4.1利用碳化硅技術(shù)提高電機效率

第三章的功耗分析表明，在相同的冷卻能力下，SiC mosfet可以實現(xiàn)更快、更頻繁的開關(guān)。更高的開關(guān)頻率可以提高電機的效率。開關(guān)頻率越高，諧波電流越小。因此，提高開關(guān)頻率可以減少逆變器提供的諧波輸入功率。

圖9示出了電力流程圖中前面部分描述的方面。通常的功率流(灰色)是從輸入功率，通過氣隙功率，到軸上的機械輸出功率。定子和后來的轉(zhuǎn)子的功率損失是通過散熱傳遞的。紅色表示諧波輸入功率，它完全轉(zhuǎn)化為熱量，而不影響機械功率。采用碳化硅技術(shù)可以降低800V電機的諧波損耗。

4.2 800v電機的設(shè)計參數(shù)

眾所周知，變頻供電的電機比恒頻、恒速運行的正弦波供電的電機受力更大。圖10顯示了快速開關(guān)逆變器對電機的額外影響。800 V SiC技術(shù)的應(yīng)用需要對電機的絕緣系統(tǒng)和軸電流進行更仔細的觀察。

雖然逆變器提供的上升時間短的高頻電壓脈沖為高效率系統(tǒng)奠定了基礎(chǔ)，但這些脈沖會增加電機的壓力。特別是在高輸出功率下，可以觀察到最高的壓擺率。

系統(tǒng)設(shè)計的目標是在低諧波損耗、因高開關(guān)頻率和壓擺率而增加的絕緣系統(tǒng)要求以及電機的使用壽命之間找到適當?shù)钠胶狻＿@兩方面的最佳平衡對碳化硅牽引系統(tǒng)的設(shè)計具有重要意義。

電機的絕緣系統(tǒng)必須承受過沖電壓，過沖電壓是由800V的電壓水平、高開關(guān)頻率和dv/dt共同造成的。

這些系統(tǒng)的測試電壓也會增加。電機和逆變器輸出端子之間的電纜長度必須設(shè)計得盡可能短，以防止反射電壓波引起的額外電壓過沖。

圖10中的反射系數(shù)r和電機阻抗z說明了這個問題。通過選擇最佳dv/dt和最佳上升時間，應(yīng)該認為臨界電纜長度與上升時間直接相關(guān)。由于這種關(guān)系，電壓上升時間不能選擇為所需的那么高。這意味著要開發(fā)EMR4的800 V平臺，需要研究絕緣系統(tǒng)的行為和使用壽命。

高電壓峰值會導致局部放電，因為峰值電壓(如導體與疊片間的電壓)在薄弱點可達到破壞絕緣系統(tǒng)的程度(PDIV問題)。這會導致保溫系統(tǒng)在短時間內(nèi)失效。產(chǎn)生的電流將在絕緣系統(tǒng)上產(chǎn)生永久應(yīng)力。結(jié)果，系統(tǒng)變熱并老化。

了解電壓脈沖對使用壽命的影響很重要。相應(yīng)的局部放電測量結(jié)果用于絕緣系統(tǒng)的設(shè)計。

此外，還有調(diào)速電機中變頻器運行引起的高頻軸承電流問題。其中包括電機軸端電位差引起的環(huán)流(軸、軸承、定子、定子外殼、軸承、軸)，以及電容軸承電流(也稱為dv/dt電流)和共模軸承電壓Ub隨時間變化引起的放電(EDM)電流。

當軸承潤滑劑的潤滑膜能力發(fā)生局部破壞時，電火花加工電流出現(xiàn)在高幅放電電流的峰值處。在汽車領(lǐng)域，EDM電流被認為與實際應(yīng)用有關(guān)。共模電壓Ub與共模電壓U0的比值，即所謂的軸承電壓比(BVR)，可用于預期EDM電流的初步估計。在不同工作點軸承電壓的高分辨率測量中，可以觀察到特征電壓的峰值，表示相關(guān)的放電電流。關(guān)鍵工作點可以根據(jù)軸承的使用壽命來確定。在確定潛在工作點后，繼續(xù)測試這些工作點的高比例，并評估軸承的使用壽命。

如圖10所示，軸承電壓Ub通過電容分壓器連接到共模電壓U0。由寄生電容(繞組外殼Cw，h，繞組轉(zhuǎn)子Cw，r轉(zhuǎn)子外殼Cr，h)和軸承阻抗Zb組成。等效電路圖顯示了防止EDM電流的措施，如使用軸接地、定子繞組頭靜電屏蔽或使用控制方法使U0最小化。

5.系統(tǒng)分析

5.1在WLTP工作條件下轉(zhuǎn)移單個特征點

為了根據(jù)扭矩-速度特性圖中的測量值來評估WLTP的有效性，選擇WLTP中累積最大的點作為測試的測量點。圖11示出了具有EMR4系統(tǒng)的D級汽車驅(qū)動系統(tǒng)的直方圖值。在電機測試臺上，以不同的開關(guān)頻率和不同的壓擺率定義并測量了35個工作點。

5.2測試結(jié)果的討論

對測量結(jié)果的評估揭示了對SiC技術(shù)的進一步發(fā)展具有決定性的兩個關(guān)鍵發(fā)現(xiàn)。對于基本測量，在逆變器中實現(xiàn)高電壓和低壓擺率。在某些工作點，高壓擺率相當于10 kV/ s，低至5 kV/s。

圖12示出了在中速范圍內(nèi)具有低扭矩的操作點處裝置水平和系統(tǒng)水平之間的功率損失的差異。逆變器的功率損耗預計會隨著開關(guān)頻率的增加而增加，在測量精度內(nèi)無法檢測到5kV/ s和10kV/ s之間的差異。這是因為它取決于工作點的壓擺率，在低負載下影響不大。另一方面，電機的功率損耗隨著開關(guān)頻率的增加而降低，但它也會響應(yīng)更高的10 kV/s的電壓轉(zhuǎn)換率。這一優(yōu)勢在系統(tǒng)層面上補償了由于更高的開關(guān)頻率而導致的更高的逆變器損耗。總的來說，提高了系統(tǒng)效率。

在圖13中可以觀察到10 kV/ s對于較高電流逆變器水平的優(yōu)勢，因為總逆變器損耗隨著逆變器電流(分別為逆變器輸出功率)的增加而增加。與低速下測得的性能相比，電機性能可能沒有變化，但在高于8 kHz的較高開關(guān)頻率下，系統(tǒng)性能僅略有改善。通過調(diào)整更高的壓擺率，圖13中觀察到的優(yōu)勢應(yīng)該轉(zhuǎn)移到特性曲線中的所有工作點。

5.3 WLTP節(jié)能評估

測量值用于校準逆變器和電機的仿真模型，以識別WLTP循環(huán)中的總效率，并模擬未來的其他工作循環(huán)。為了初步顯示SiC技術(shù)的效率潛力，系統(tǒng)級的測量損耗已轉(zhuǎn)換為特性圖。通過適當?shù)牟逯捣椒ń⒘俗銐蚓_的網(wǎng)格來表示駕駛模擬中的整個循環(huán)。圖14示出了作為示例的特征系統(tǒng)圖，其中電壓轉(zhuǎn)換速率為5 kV/ s，開關(guān)頻率為12 kHz。

圖15顯示了WLTP循環(huán)中D類車輛的結(jié)果，限值在5 kV/s (6和12 kHz)和10 kV/s (6和12 kHz)之間。WLTP中PWM頻率的增加導致電機效率的增加。此外，證實了逆變器輸出電壓的轉(zhuǎn)換速率的增加將導致逆變器中6 kHz和12 kHz的電損耗的減少。

根據(jù)圖14和15，計算出的逆變器損耗降低值低于開發(fā)目標。因此，測得的工作點效率提高和隨后映射到WLTP表明，WLTP可以通過降低碳化硅半導體的開關(guān)損耗來實現(xiàn)顯著的優(yōu)勢。優(yōu)化的下一步是提高頻率和電壓壓擺率。

5.4優(yōu)化

研究可以推斷，在逆變器中使用碳化硅半導體，除了調(diào)制方式、開關(guān)頻率變化等控制策略的經(jīng)典參數(shù)外，還可以使用新的參數(shù)來提高效率。除開關(guān)頻率外，電壓壓擺率還提供了優(yōu)化系統(tǒng)效率的可能性。Vitesco Technologies有iMCO工具，可以在多準則優(yōu)化中找到相關(guān)參數(shù)之間的最佳平衡。因此，可以開發(fā)控制策略以在潛在的大規(guī)模生產(chǎn)中充分利用碳化硅半導體在牽引系統(tǒng)中的潛力。

6.總結(jié)與展望。

由于提高效率的巨大潛力，碳化硅這種半導體材料的使用在高壓應(yīng)用中面臨突破。系統(tǒng)優(yōu)化提供了實現(xiàn)逆變器和電機最大效率的解決方案。以D級車為例，通過對一些工作點的效率改進分析，映射出這些工作點對WLTP有效性的影響，提高了WLTP的里程。

眾所周知，碳化硅在開關(guān)狀態(tài)下的電導率高于目前使用硅IGBT的標準溶液。在車輛層面，與硅IGBT相比，使用碳化硅MOSFET可以將800 V電壓水平的系統(tǒng)效率提高3%。除了這個優(yōu)點之外，碳化硅還可以顯著提高逆變器輸出的電壓轉(zhuǎn)換速率。